中高频开关电源作为一种电源变换装置，用途非常广泛。它的发展与电力电子器件，控制理论，微处理器等学科与技术的发展状况紧密相连的。

　　在电除尘器领域，随着中篼频开关电源的发展，国内外许多单位纷纷开始研制，生产大功率中高频开关电源。因电除尘器电源的输出频繁工作在短路、燃弧载状态，输出电流较大。主回路开关元件的开关应力较大。随着开关和功率的提高，开关损耗剧增，因而，控制大功率、高频率、负载不稳定中篼频开关电源难度较大，因此主回路必须采用适当的拓扑形式，解决IGBT损耗大，发热量高，运行保护问题。

　　谐振式电路的拓扑形势较多，与硬开关控制方式相比，其特点主要是开关损耗较低，可使工作频率大大提高。在谐振式电路的拓扑形，串联谐振式电路因其本身具有限流特性，也就是说当输出处于短路状态时，主回路也不会像硬开关那样产生很大电流。同时串联谐振式开关可实现在零电流和零电压附近的条件下开关，理论上可以把开关损耗降的很低甚至是零，不会像硬性开关那样因受发热问铨的影响而不能提高工作频率。这是一种减小开关损耗的有效方法。

　　二、串联谐振工作原理采用全桥电路结构，其电路与普通的全桥开关电源基本一致，其不同之处仅仅是在变压器原边电路中串联一个！jC电路，然而变换器的工作状态却由此发生很大变化，图一所示电路是全桥串联谐振电路。

　　假定Q、4在I时刻导通，此时电源已通过Q，T、L、C及形成回路，由于回路中存在电感L和电容C.所以通过变压器T原边的电流呈正弦规律变化，如图二所示，当到后，由于UC谐振电路的特点，此时电容C上的电压会高于电源电压，故丨1反向通过1、04又流回电源。仍呈正弦规律变化，在此期间，应撤除Q>、4的驱动信号，当L再度到零后，由于Q、4此时已关断不能形成谐振回路。

　　故il的自由振荡频率为电路的工作周期11=2（14―11），1―4的开关频率=1/ti.图一控制D5、DS整流后提供给负载。当R0变化时，如要维持输出电压U0不变，则可通过改变开关频率来实现。

　　图二由图二可见，在Q―Cl开通和关断时刻（t，t2、t3、t4）流经它们的电流为零，这样，在理论上Q―（的开通损耗和关断损耗均为零。

　　人们为了使电源工作在更高频率上，往往在二极管Dt、D4（或D2、D3），导通期间就使2、3（或Q，QJ导通，这是电流的波形如图三所示，此时2fX>f.，h连续，图三中b―t，期间导通，tl、t2期间D，D4导通，在t2时刻，使2、3导通，此时电流il由Di、D4转移到Qz、3.同理在t4时刻由D2、D3转在il连续的状态下，随着fx变高，输出功率明显变大，故设计者一般均把额定输出状态设定在这种条件下。

　　综上分析，由于电感作用，主回路开始导通瞬间电流为零，关断时，由于电流在关断IGBT前过零，所以IGBT关断时其上已无电流流过。这时的电流由IGBT上并联的续流二极管中流通，IGBT能实现零电流关断，其关断损耗理论上为零。此后，由于在二极管导通时，另一组IGBT导通。IGBT电流接近于零，故开关损耗也接近于零。

　　三、IGBT散热器设计当电除尘器电源输出电流供给负载工作时，功率开关器件1GBT本身也要消耗功率。满负荷工作时，IGBT将产生较篼的功率损耗。散热器设计要求将IGBT功耗转化的热量迅速而可靠地从基板传送到散热器上散掉，确保IGBT的最高工作结温不超过允许温度，散热能力越强器件所能承受的功率就越大，而器件的散热能力取决于它的热传导特性。

　　其中Q―总热阻。

　　△T一基板结温与环境温度之差。

　　外加散热器后，总热阻Q包括以下几部分Q=Qc+Q：i+Qa其中Qc-―结到基板的热阻。Qi：基板到散热器界面的热阻。QA：散热器到周围空气的热阻。

　　其中Ti器件结温。TA周围环境温度。

　　根据电源长时间大电流工作的情况，选定最恶劣情况时的环境温度TA和IGBT额定功耗P，从上式可求得所设计的散热器到周围空气的热阻Qa，而Qc和4都是确定的，从散热器手册中求得热阻Qa选定散热器尺寸和散热面积。为减小热阻通常在IGBT模块基板与散热器界面之间涂上导热硅胶，外加轴流风机帮助散热，提高IGBT的耗散功率。

　　四、IGBT的过流保护IGBT在短路和过流时，如不迅速加以保护就会导致器件失效，其主要原因有：器件过压击穿、发生擎住效应、超过热极限。

　　过压击穿：IGBT处在过流的大电流状态下，若保护电路将其快速关断，极大的电流下降率di/dt将在电路的感性元件、外电路杂散电感和内封电感上感应出一个大小为Ldi/dt的电压，过高的电压过冲会造成IGBT雪崩击穿，使器件失效，对于常工作于篼压、大电流下的IGBT，防止过流保护时，因快速关断造成过压击穿显得尤为突出，无论是降栅压的速度，即慢降压还是慢关断的速度都必须考虑由此造成的电压过冲Ldi/dt.擎住：过流保护时，极大的电流下降di/dt和极大的电压上升du/dt容易造成寄生晶闸管的触通，一旦发生擎住现象，即使在IGBT栅极加上一5V的关断电压，也无法使其关断，为避免发生擎住，关断速度应受到限制。

　　热损坏：有过流，保护关断这段时间内，IGBT同时承受大电流和高电压器件热功耗急剧增加，为了防止热损坏，过流的时间也受到限制。

　　当IGBT出现过流时，先将其栅极驱动电压降低，然后再将其关断，这种保护有两大优点，一是延长了IGBT能够承受过流时间，二是可以降低过流的幅度，假若过流时，若仍保持全栅压驱动，则IGBT过流橱度大，持续时间长，若将栅极驱动电压降低，则IGBT过流幅值小，电流很快回落，持续大电流的时间短。降栅压保护是IGBT过流保护基本方法之一。降栅压带来问题是过流时器件通态压降的升篼，这样管子瞬时热损耗急剧增大，为防止热损坏，这个时间应足够短。

　　慢降栅压保护是指降栅压保护时、栅极驱动电压Uge由正常电压下降到保护时低电压。申压下降速度不能太快，这主要是为了避免擎住效应和防止di/dt引起的电压过冲。

　　慢关断是指器件的关断速度，对应于栅极是驱动电压由保护栅压到关断栅压的下降过程，慢关断保护也是为了防止过压冲击和擎住效应。IGBT处于过流状态时，不同的关断速度di/dt引起的电压Uce过冲不同，关断速度越慢，电压过冲越小，慢关断保护也是IGBT过电流保护的基本方法。

　　五、IGBT驱动保护栅极正向驱动电压+Uge是一个重要的参数，必须正确选择。因Uge增大时IGBT承受短路或过流的时间减小，对其安全不利，因此+Uge要综合考虑，一般选+12―+15V为好。

　　在关断过程中，为尽快抽取PNP管中的存储电荷，须施加一负偏压一Uge，但它受IGBT的GE间最大反向耐压的限制一般取一2―一10V为好。

　　为了改善控制脉冲的前后沿陡度和防止振荡，减小IGBT集电极大的电压尖脉冲，需要在栅极串联电阻Rg（Rg指图四艮、民、艮、艮），当Rg增大会使IGBT通断时间延长，能耗增加。但若减小Rg会使di/dt增大，可能引起触发误导通或损坏IGBT，因此，应根据电流容量和电压定额及开关频率的不同选择合适的Rg值，一般Rg取十几欧至几十欧。

　　因IGBT是压控器件，当集射间加有篼压时很容易受到外界干扰使栅射间电压超过一定值，引起器件误导通，尤其在桥式变换器中，易使同臂直通短路。为了防止这种现象的发生，在栅射间并联一电阻Rge（Rge指图四、。、私艮可起到一定作用，一般Rge取10005000欧，而且应将它并联在栅射极最近处，此外，在栅射间并联两只反向串联的稳压二极管，也可对驱动电路出现的高压尖脉冲起到一定的抑制作用。

　　驱动电路与控制电路在电气上应严格隔离。

　　控制IGBT的栅极驱动电路应尽可能简单实用。

　　最好自身带有对被驱动IGBT的完整保护能力，并有很强的抗干扰性能，其输出阻抗应尽可能低，其引至IGBT模块的引线尽可能短，引线应采用绞线式同轴电缆屏蔽线。

　　六、IGBT开关瞬态电压抑制IGBT在开通瞬间将受到浪涌电流的冲击。形成浪涌电流的原因有二：一是在IGBT开通瞬间，集电极电流上升速度（di/dt）增大。二是尖峰电压吸收网络充放电电流叠加在开通的IGBT管的集电极电流上形成电流尖峰。浪涌电流的特点是时间极短，而峰值很大，它是构成威胁IGBT安全运行的主要原因之一。

　　在IGBT关断时，存储在布线漏感和高频变压器漏感中的能量将释放，它和集电极回路电容形式阻尼振荡，该电压叠加在关断电压上形成集电极关断尖峰电压，其值可能超过IGBT的耐压能力，导致晶体管损害，所以在设计和制造过程中通常在IGBT的C一E间反向并联钳位续流二极管和吸收电路，以限制电压峰值。

　　七、降低母线分布电流方法将电流反向的母线相叠，并尽可能靠近，中间用绝缘材料垫开。从电磁学原理上可知，当上下导线母线形状，面积相近，则二者产生的磁场将相抵消。理缩小母线长度固然能减小母线电感，而在很多情况下，有意将母线展宽，对减小母线电感有很显著的效果。同时母线之间间隙的减小，也有助于电感减小。详细推导见